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電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì) | ||||||||||
| 在電源適配器電流型控制電路中，斜坡補(bǔ)償是很常見(jiàn)的，補(bǔ)償?shù)姆绞揭灿泻芏喾N，本文介紹了斜坡補(bǔ)償技術(shù)它是如何實(shí)現(xiàn)的，以及它如何影響電流模式控制開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的性能。然后，文章繼續(xù)結(jié)合來(lái)自該技術(shù)的主要電力模塊制造商的商用電壓控制器的實(shí)例。 電源適配器是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開(kāi)關(guān)晶體管的導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源，它和線性電源相比，具有效率高、功率密度高、可以實(shí)現(xiàn)和輸人電網(wǎng)的電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)，被譽(yù)為離效節(jié)能電源M目前電源適配器已經(jīng)應(yīng)用到了各個(gè)領(lǐng)域，尤其在大功率應(yīng)用的場(chǎng)合，電源適配器具有明顯的優(yōu)勢(shì)。 電源適配器一般由脈沖寬度控制(PWM)IC、功率開(kāi)關(guān)管、整流二極管和LC濾波電路構(gòu)成。在中小功率電源適配器中，功率開(kāi)關(guān)管可以集成在PWM控制IC內(nèi)。電源適配器按反饋方式分為電壓模式和電流模式。電流模式電源適配器因其突出的優(yōu)點(diǎn)而得到了快速的發(fā)展和廣泛的應(yīng)用。但是電流模式的結(jié)構(gòu)決定了它存在兩個(gè)缺點(diǎn):恒定峰值電流而非恒定平均電流引起的系統(tǒng)開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定:占空比大于50%時(shí)系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定。 本文旨在從原理上分析傳統(tǒng)電流模式的缺陷及改進(jìn)方案，之后分析一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路。 2.電流模式的原理分析 掃描儀電源適配器可以有很多種結(jié)構(gòu)，但原理基本相似。圖1是電流模式降壓斬波fg(Buck)電源適配器的原理圖。它和電壓模式的主要區(qū)別是增加了電流采樣電阻R3和電流放大器IA. R3的阻值一般很小，以避免大的功耗。功率管Ql在每個(gè)周期開(kāi)始的時(shí)候開(kāi)啟并維持一段時(shí)間Ton，通過(guò)濾波電感Lo對(duì)濾波電容C。充電、同時(shí)向負(fù)載提供電流，此時(shí)Lo上電流隨時(shí)間的變化率為  電感電流到達(dá)一定值后功率管關(guān)斷，二極管D1起續(xù)流和鉗位作用。設(shè)DI的導(dǎo)通壓降為VZ，則此時(shí)  RI和R2分壓后和Vπf 比較并放大，變?yōu)樾盘?hào)VEA；同時(shí)R3兩端的壓降經(jīng)IA放大后變?yōu)樾盘?hào)VIA，當(dāng)VIA高于VEA時(shí)，相關(guān)控制電路將控制功率管關(guān)斷，從而達(dá)到調(diào)節(jié)占空比的目的。通過(guò)實(shí)時(shí)地調(diào)節(jié)占空比，輸出電壓可以穩(wěn)定在一個(gè)預(yù)先設(shè)定的值。上述工作過(guò)程的波形如圖2,實(shí)線表示連續(xù)工作模式，虛線表示不連續(xù)工作模式，其中Clock表示時(shí)鐘信號(hào)，VEA表示EA的輸出，VIA表示IA的輸出，IQ1是功率管的電流，ID1是二極管電流  電流模式由于采用了電壓一電流雙環(huán)控制顯著改善了電源適配器的性能，主要表現(xiàn)在： ① 根本消除了Push-pull電源適配器存在的磁通量失恒問(wèn)題磁通量失恒會(huì)減弱電感的承壓能力，導(dǎo)致功率管電流不斷增大并后面燒毀。電流模式在每個(gè)周期都限定功率管峰值電流，能徹底杜絕磁通量失恒. ② 電壓調(diào)整率顯著減小。當(dāng)輸人電壓波動(dòng)時(shí)圖1中的電流檢測(cè)電阻R3會(huì)立即檢測(cè)到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定 ③ 簡(jiǎn)化了反饋電路的設(shè)計(jì)LC濾波電路在頻率達(dá)到共鳴頻率  后，相移會(huì)接近較大值180°，輸人到輸出的增益會(huì)隨著頻率的升高而迅速減小，這就增加了電源適配器反饋電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度在電流模式中，濾波電感的小信號(hào)阻抗幾乎為零，這樣就只能產(chǎn)生較大90,相移，增益隨頻率升高而下降的速度也減小為實(shí)際LC濾波電路的一半。因此反饋電路的設(shè)計(jì)可以大幅簡(jiǎn)化④ 改善了負(fù)載調(diào)整率。在電流模式中，誤差放大器的帶寬更大，因而負(fù)載調(diào)整率更好。 3.電流模式的缺點(diǎn) 3.124V電源適配器恒定峰值電流引起的電感平均電流不恒定 電流模式的實(shí)質(zhì)是使電感平均電流跟隨誤差放大器輸出電壓VEA設(shè)定的值，即可用一個(gè)恒流源來(lái)代替電感，使整個(gè)系統(tǒng)由二階降為一階。但在常用的峰值電流模式中，不同的占空比會(huì)導(dǎo)致不同的電感平均電流。這可以由平均電流的計(jì)算式看出:  其中Ip是峰值電流，dl是峰值電流和較小值的差值，T是時(shí)鐘周期，ton和toff分別為功率管開(kāi)啟時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間 如圖3所示，當(dāng)由于某種原因使輸人電壓從Vdc1變化到Vdc2，電感電流的上升沿斜率將會(huì)變化（Vdc2-Vdc1）/Lo而下降沿斜率不變.占空比將從Dl變?yōu)镈2，電感電流的平均值從Iav1變化到Iav2，這往往會(huì)導(dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩  3.2 電感擾動(dòng)電流引起的輸出振蕩 在輸入電壓不變的條件下，當(dāng)由于某種外部原因使電感上的電流在一個(gè)下降沿結(jié)束時(shí)發(fā)生小的擾動(dòng)AI，因?yàn)殡娏鞯纳仙睾拖陆笛氐男甭室约胺逯惦娏鞫疾蛔?，所以在下一個(gè)周期結(jié)束后，這個(gè)擾動(dòng)電流將被放大為  其中dt為發(fā)生擾動(dòng)后導(dǎo)通時(shí)間的變化值，m1和m2分別為上升斜率和下降斜率。 從( 2)式可以看出，當(dāng)占空比小于50%時(shí)，m2<m1，△I''''''''''''''''<△I，即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流減弱。但是當(dāng)占空比大于50%時(shí)，m2>m1，△I''''''''''''''''>△I，即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流增強(qiáng)，如圖4所示。這同樣也會(huì)引起輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)的振蕩  4.斜坡補(bǔ)償?shù)脑矸治?br /> 前面分析的兩個(gè)不穩(wěn)定情況實(shí)際上都是因?yàn)檎伎毡雀淖円鹆穗姼衅骄娏鞯淖兓?，后面?dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩，尤其當(dāng)占空比大于50%時(shí)更加嚴(yán)重。如果能使系統(tǒng)在占空比足夠大的時(shí)候才發(fā)生上述不穩(wěn)定現(xiàn)象，就相當(dāng)于解決了這兩個(gè)問(wèn)題。設(shè)圖1中電阻R3上的壓降為Vs，可以嘗試在Vs上疊加一個(gè)斜率為m，且在時(shí)鐘周期起點(diǎn)處等于零的電壓，則經(jīng)IA放大后相當(dāng)于在信號(hào)VIA上疊加了一個(gè)斜率為Avm的電壓。再設(shè)電感上有擾動(dòng)電流AI，經(jīng)IA放大為AvAI。由圖5可以證明，經(jīng)過(guò)一個(gè)周期后這個(gè)擾動(dòng)電流的值變?yōu)?br />  把m1D=m2（1-D）代入（3）式得  要使擾動(dòng)電流在第一個(gè)周期就減弱，必須要有  （5）式表明，在斜坡補(bǔ)償前，占空比達(dá)到50%后系統(tǒng)就開(kāi)始不穩(wěn)定，斜坡補(bǔ)償之后，只要補(bǔ)償斜率m滿足式（5）的關(guān)系，系統(tǒng)始終是穩(wěn)定的。 由此可見(jiàn)，只要能確定電感電流下降沿的斜率m2和占空比D，就有可能設(shè)計(jì)出合適的斜坡補(bǔ)償電路，解決峰值電流控制型開(kāi)關(guān)的輸出振蕩問(wèn)題。 4.1 實(shí)際的斜坡補(bǔ)償電路分析 在電流模式PWM IC內(nèi)部集成斜坡補(bǔ)償電路要比理論分析復(fù)雜得多，因?yàn)樵诓煌瑧?yīng)用情況下，(5)式中的m2和D也會(huì)不同，所以很難對(duì)所有可能的情況作較好的補(bǔ)償。由( 5)式 可以看出，電源適配器穩(wěn)定工作時(shí)占空比D和電感電流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡補(bǔ)償?shù)牧恳簿驮酱?。在連續(xù)工作模式中，D和m2都是由電路結(jié)構(gòu)決定的。而在不連續(xù)工作模式中，D是隨負(fù)載變化的量，m2是由電路結(jié)構(gòu)決定的。根據(jù)這個(gè)原理可以設(shè)計(jì)一個(gè)補(bǔ)償量隨占空比增大而增大，并且能夠適合一定范圍的m的斜坡補(bǔ)償電路，如圖6。其中Vcc是較穩(wěn)定的電壓，約為2.3V,Vosc是PWM內(nèi)部振蕩器輸出的鋸齒波，較小值和較大值分別為0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的柵極控制信號(hào)，Iout是斜坡補(bǔ)償電流，輸出到電流采樣電阻(如圖1中的R3)的正端，從而在采樣電阻上疊加了一個(gè)電壓降，達(dá)到斜坡補(bǔ)償?shù)哪康摹?br />  鉗位二極管DI、D2，分壓電阻網(wǎng)絡(luò)RI,R 2.R 3和R4共同決定了Q5, Q6和Q7的開(kāi)啟點(diǎn)當(dāng)一個(gè)時(shí)鐘周期開(kāi)始時(shí)，Vdrv由低變高，Q1管導(dǎo)通，同時(shí)Vosc從較小值開(kāi)始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后開(kāi)啟，這四個(gè)晶體管集電極電流的總和被由Q2, Q3, R9. R10構(gòu)成的比例電流鏡鏡像后輸出到Iout。 設(shè)NPN晶體管的開(kāi)啟閡值為VTn,D l和D2的正向?qū)▔航刀紴閂D, Ql的C-E結(jié)壓降近似為零，則通過(guò)兩個(gè)二極管的電流為  因此Q4, Q5. Q6. Q7的開(kāi)啟點(diǎn)分別為  其中Ib0、IQ50是Q6開(kāi)啟時(shí)的二極管和Q5的電流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7開(kāi)啟時(shí)的二極管、Q5和Q6的電流。[page] Q2 的集電極電流為上述四個(gè)晶體管的集電極電流總和：  因?yàn)?Q4 ,Q5,Q 6和Q7是先后開(kāi)啟的，所以補(bǔ)償電流在時(shí)間軸上的斜率dlout/dt將隨著Vosc的增大而增大，即斜坡補(bǔ)償?shù)牧侩S占空比增大而增大。 功率管的導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí)，Vdrv由高變低，Ql關(guān)斷，Iout隨即降為零。這樣可以減少不必要的系統(tǒng)功耗。 考慮不同應(yīng)用情況下m2的變化范圍，計(jì)算(5)式就可以確定m隨D變化的曲線，再根據(jù)電流放大器IA的增益和振蕩器鋸齒波斜率計(jì)算可得各元件的尺寸。  圖7是在選取了元件尺寸后計(jì)算機(jī)仿真波形。其中Vosc是理想化的鋸齒波，Iout是輸出的補(bǔ)償電流，IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分別是Q4, Q5, Q6和Q7的漏極電流，可以看到，為了在占空比小于50%的時(shí)候系統(tǒng)更加穩(wěn)定，Q4在每個(gè)周期開(kāi)始時(shí)就已經(jīng)開(kāi)啟，但是電流的斜率較小。隨著Vosc以恒定的斜率上升，將先后在t1, t2, t3時(shí)達(dá)到Q5, Q6和07的開(kāi)啟點(diǎn)。設(shè)Q4, Q5, Q6, Q7開(kāi)啟后的電流斜率分別為m4, m5, m6和m7，   設(shè)電流采樣電阻的阻值為RS，那么疊加在該電阻上壓降的斜率為：  5.結(jié)論 本文分析了傳統(tǒng)電流模式電源適配器的工作原理及其優(yōu)劣，從原理上解釋了電流模式在占空比大于50%后輸出不穩(wěn)定的問(wèn)題和解決的方法。在此基礎(chǔ)上本文分析了一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路結(jié)構(gòu)并詳細(xì)分析了其工作過(guò)程。通過(guò)HSPICE的仿真分析，得到了預(yù)期的結(jié)果，證明了該電路的可行性。
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| | 發(fā)布時(shí)間：2018.10.05 來(lái)源：電源適配器廠家 |
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